【導(dǎo)讀】在眾多諧振轉(zhuǎn)換器中，LLC 諧振轉(zhuǎn)換器有著高功率密度應(yīng)用中最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。之前我們介紹過(guò)采用 NCP4390 的半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)，其中包括有關(guān) LLC 諧振轉(zhuǎn)換器工作原理的說(shuō)明、變壓器和諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，以及元件的選擇。今天我們將介紹設(shè)計(jì)程序的前9個(gè)步驟并配有設(shè)計(jì)示例來(lái)加以說(shuō)明，幫助您完成 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)。
設(shè)計(jì)程序
本文介紹了使用圖 12 中的電路圖作為參考的設(shè)計(jì)程序，其中諧振電感是用漏感實(shí)現(xiàn)的。設(shè)計(jì)規(guī)格如下所示：
● 標(biāo)稱輸入電壓：396 VDC（PFC 級(jí)輸出）
● 輸出：24 V/12 A (288 W)
● 保持時(shí)間的要求：20 ms
● PFC 輸出的直流鏈路電容：330 μF
[步驟-1] 定義系統(tǒng)規(guī)格
作為第一步，請(qǐng)定義以下規(guī)格信息。
估計(jì)效率 (Eff)：估算功率轉(zhuǎn)換效率，以計(jì)算給定最大輸出功率下的最大輸入功率。根據(jù)估計(jì)效率，最大輸入功率為：
輸入?電壓范圍：最大輸入電壓將是標(biāo)稱 PFC 輸出電壓。
盡管 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器會(huì)調(diào)節(jié)輸入電壓，但它在保持時(shí)間內(nèi)也會(huì)下降。所需保持時(shí)間內(nèi)的最小輸入電壓為：
其中 VO.PFC 是標(biāo)稱 PFC 輸出電壓，THLD 是保持時(shí)間，而 CBLK 則是直流鏈路大容量電容。
設(shè)計(jì)示例
假設(shè)效率為 96%，
對(duì)于 20 ms 的保持時(shí)間，可以得到最小輸入電壓為
為了獲得更大的裕量，最小輸入電壓設(shè)置為 300V。
[步驟?2] 確定諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓增益范圍
一旦確定了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的最小和最大輸入電壓，我們就可以確定 LLC 轉(zhuǎn)換器的最小增益和最大增益。
標(biāo)稱輸入電壓需要最小增益。為了最大程度減小開(kāi)關(guān)頻率變化，通常是讓 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器在諧振頻率附近工作。諧振頻率下的電壓增益為：
在保持時(shí)間期間，PFC 輸出電壓（LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的輸入電壓）下降，因此需要更高的增益來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓。最大電壓增益為：
我們可以用一個(gè)較小的 m值來(lái)獲得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就會(huì)導(dǎo)致變壓器耦合不佳和效率降低。通常是將 m 值太小設(shè)置在 3~7 左右。
設(shè)計(jì)示例
Lp 和 Lr 之間的比率 (m) 選擇 5.69。最小增益由下式獲得：
最大輸入電壓下的最小增益選擇 1.13。然后，可以得到最小輸入電壓的最大增益為
圖 13：最大增益/最小增益
[步驟?3] 確定變壓器匝數(shù)比 (n=Np/Ns)
利用步驟?2 中獲得的最小增益 (Mmin)，我們可以計(jì)算變壓器匝數(shù)比如下：
設(shè)計(jì)示例
由于 SR 用于輸出整流器，對(duì)于具有低 RDS.ON 的 SR MOSFET，VF假設(shè)為 0V。由此，可以得到變壓器匝數(shù)比為
[步驟?4] 計(jì)算等效負(fù)載電阻
利用從公式 (16) 獲得的變壓器匝數(shù)比，我們可以計(jì)算等效負(fù)載電阻。
設(shè)計(jì)示例
[步驟?5] 設(shè)計(jì)諧振網(wǎng)絡(luò)
在步驟?2 中選擇 m 值后，從圖 10 中的峰值增益曲線中讀取適當(dāng)?shù)?Q 值，以獲得所需的最大增益。由于峰值增益曲線是使用基波近似生成的，因此諧振下的實(shí)際增益要比使用基波近似的預(yù)測(cè)值高約 10~15%。
一旦確定了 Q 值，我們可以獲得如下諧振分量：
設(shè)計(jì)示例
按照步驟?2 中的計(jì)算，Mmax為 1.49。在步驟?2 中，m 值選擇 5.69。從圖 14 中的峰值增益曲線中，可以得到最大 Q 值為 0.37。
圖 14：使用峰值增益（最大可達(dá)增益）的諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)
通過(guò)將諧振頻率選擇為 95kHz，諧振分量確定如下：
構(gòu)建變壓器時(shí)，實(shí)際參數(shù)將調(diào)整如下，以適應(yīng) Cr = 48 nF、Lr = 58 H、Lp = 330 H 且 fo = 95 kHz 條件下的標(biāo)準(zhǔn)分量值。
采用基波近似的最終諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)的增益曲線如下。
圖 15：設(shè)計(jì)示例的增益曲線
由于在低于諧振工作時(shí)，基波近似生成的峰值增益要比實(shí)際峰值增益低 10~15%，因此我們進(jìn)行了 SIMPLIS 仿真以查看實(shí)際增益。仿真結(jié)果表明，在 75kHz 下，300V 輸入可獲得所需的最大增益。仿真結(jié)果還表明，在標(biāo)稱輸入電壓和滿載條件下的開(kāi)關(guān)頻率為 105kHz。
圖 16：Vin = 300 V、fs = 69.55 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真
圖 17：Vin = 396 V、fs = 105 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真
[步驟?6] 設(shè)計(jì)變壓器
圖 18 顯示了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中變壓器的勵(lì)磁電流。初級(jí)側(cè)繞組為限制最大磁通密度 Bmax 所需的最小匝數(shù)由下式獲得：
其中 Ae 是變壓器磁芯的橫截面積（單位為 m2），而 Bmax是最大磁通密度擺幅（單位為特斯拉），如圖 18 所示。如果沒(méi)有參考數(shù)據(jù)，則使用 Bmax= 0.2~0.3 T 來(lái)降低磁芯損耗。請(qǐng)注意，公式中出現(xiàn)了由次級(jí)側(cè)漏感引起的虛擬增益 MV,（參見(jiàn)圖 7）。
圖 18：磁通密度擺幅
為次級(jí)側(cè)選擇適當(dāng)?shù)脑褦?shù)，從而使初級(jí)側(cè)匝數(shù)高于 Npmin。
初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組的線規(guī)應(yīng)根據(jù)標(biāo)稱輸入電壓下的 RMS 電流確定，由下式給出
設(shè)計(jì)示例
變壓器選用 SRV5018 磁芯 (Ae = 189.2 mm2)。Bmax選擇 0.1T，以減少變壓器的磁芯損耗。變壓器的最小初級(jí)側(cè)匝數(shù)為
Ns選擇 3；Np 選擇 28。
標(biāo)稱輸入電壓下，可以得到變壓器繞組的 RMS 電流為
[步驟?7] 選擇諧振電容
圖 19 顯示了不同工作條件下的初級(jí)側(cè)電流（諧振電容電流）波形。在選擇諧振電容時(shí)，應(yīng)考慮到額定電流，因?yàn)闀?huì)有大量電流流過(guò)電容器。在標(biāo)稱輸入電壓下通過(guò)諧振電容的 RMS 電流已在公式 (23) 中獲得。
標(biāo)稱輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：
諧振電容的額定電壓應(yīng)根據(jù)每個(gè)角條件下的最大電壓確定。
標(biāo)稱輸入電壓和輸出過(guò)流條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：
最小輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：
請(qǐng)注意，對(duì)于全橋 LLC 的情況，應(yīng)刪除公式 (25) ? (27) 中的 VIN / 2 項(xiàng)。
圖 19：LLC 諧振轉(zhuǎn)換器在不同工作模式下的初級(jí)側(cè)電流波形
設(shè)計(jì)示例
在步驟?6 中，諧振電容的 RMS 電流計(jì)算如下：
標(biāo)稱輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式獲得：
通過(guò)將 OCP 電平設(shè)置為 13A，可以得到標(biāo)稱輸入電壓和輸出過(guò)流條件下的最大諧振電容電壓為
通過(guò)將最小頻率設(shè)置為 65 kHz，可以得到最小輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓為
[步驟?8] 整流器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)
當(dāng)變壓器次級(jí)側(cè)使用中心抽頭繞組時(shí)，二極管電壓應(yīng)力是輸出電壓的兩倍。
流過(guò)每個(gè)整流二極管的電流的 RMS 值由下式給出：
同時(shí)，流過(guò)輸出電容的紋波電流由下式給出：
輸出電容上的電壓紋波為
設(shè)計(jì)示例
整流二極管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力為：
考慮到雜散電感引起的電壓過(guò)沖，選擇 75 V?4.5 mΩ POWERTRENCH? MOSFET 作為同步整流器。每個(gè) MOSFET 上的傳導(dǎo)損耗為 0.47W。
輸出電容的 RMS 電流為：
輸出電容并聯(lián)使用四個(gè) 1200 μF 電容。每個(gè)電容的額定電流和 ESR 分別為 2.77 ARMS 和 15 mΩ。
輸出電容紋波計(jì)算如下
[步驟?9] 電流檢測(cè)電路配置
圖 20：典型電流檢測(cè)配置
NCP4390 將檢測(cè)瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流和開(kāi)關(guān)電流的積分，如圖 20 所示。由于 NCP4390 位于次級(jí)側(cè)，因此要使用電流互感器檢測(cè)初級(jí)側(cè)電流。當(dāng) PROUT1 為低電平時(shí)，內(nèi)部復(fù)位開(kāi)關(guān)會(huì)將 ICS?引腳電壓箝位在 0 V。反之，當(dāng) PROUT1 為高電平時(shí)，ICS 引腳未箝位，積分電容 (CICS) 由流經(jīng) RICS 電阻器的電流進(jìn)行充電和放電。
NCP4390 的應(yīng)用電路使用 RC 濾波器進(jìn)行準(zhǔn)積分。為了獲得準(zhǔn)確的積分，電流檢測(cè)電阻器和電流互感器匝數(shù)比的設(shè)計(jì)應(yīng)確保 VSENSE 的振幅在大多數(shù)時(shí)間都高于 VICS。圖 23 顯示了準(zhǔn)積分電路的誤差在 PROUT1 (VCM) 的下降沿如何隨 VICS 峰值電壓與 VSENSE之間的比率而變化。比率越小，積分就越精確。
當(dāng) VICS 峰值電壓與 VCM之間的比率小于 0.5 時(shí)，可獲得具有可接受誤差（約 10%）的準(zhǔn)積分。由于正常工作時(shí) VICS 峰值電壓低于 1.2V，因此我們應(yīng)選擇 RCS1 和 RCS2，從而使 VCM 高于 2.4V。
圖 21：ICS 引腳波形
圖 22：VICS.IDEALPK 和 VICS.ACTUALPK 的定義
圖 23：ICS 引腳電壓衰減與 VICS.IDEALPK/VCM
為了獲得 VICS 的峰值電壓，讓我們看一看 LLC 轉(zhuǎn)換器的理想輸入功率。對(duì)于半橋 LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在將 PROUT1 導(dǎo)通時(shí)間定義為 t=0 的情況下，輸入功率可由下式表示：
請(qǐng)注意，對(duì)于全橋 LLC 的情況，等號(hào)的右側(cè)應(yīng)乘以 2。
假設(shè)積分理想，ICS 的峰值電壓可由下式表示：
結(jié)合 (33) 和 (34)，ICS 峰值電壓可由下式估算：
考慮到 ICS 引腳內(nèi)部放電開(kāi)關(guān)的能力，CICS 的典型值為 1 nF。為了精確積分，我們建議使用 1% 容差的電容。
當(dāng) VICS 峰值電壓與 VCM 之間的比率不夠小時(shí)，請(qǐng)將圖 23 中的衰減系數(shù)應(yīng)用于公式 (35)。
電流檢測(cè)電壓 (VICS) 積分的峰值與開(kāi)關(guān)周期中 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的平均輸入電流成正比，如圖 24 所示。因此，根據(jù)對(duì)應(yīng)于輸入電流限值閾值的額定功率的百分比，SR 啟用/禁用的負(fù)載條件被確定為滿載條件的百分比。通常，120% 的額定負(fù)載條件用于過(guò)流跳閘點(diǎn)，SR 分別在 15% 和 7.5% 的額定負(fù)載下啟用和禁用。如果過(guò)流跳閘點(diǎn)的額定負(fù)載條件為 140%，SR 將在額定負(fù)載的 17.5% 和 8.75% 時(shí)啟用和禁用。
為了在不增加 SR 啟用/禁用點(diǎn)的情況下獲得更高的過(guò)流限制，可以通過(guò) ICS 和 5VB 引腳之間的電阻器 RSLP 在 VICS上施加額外的斜率。這項(xiàng)技術(shù)通常用于較長(zhǎng)保持時(shí)間的情況。對(duì)于給定的 RSLP，為 ICS 引腳電壓額外施加的斜率由下式給出：
圖 24：負(fù)載條件和 ICS 引腳電壓
圖 25：帶斜率補(bǔ)償?shù)碾娏鳈z測(cè)配置
圖 26：增加斜率補(bǔ)償時(shí)的負(fù)載條件和 ICS 引腳電壓
額定輸入電壓和滿載時(shí)的初級(jí)側(cè)電流峰值由下式估算：
RCS1 和 RCS2 之間的比率要根據(jù)初級(jí)側(cè)過(guò)流保護(hù) (OCP) 跳閘點(diǎn)來(lái)確定，該跳閘點(diǎn)應(yīng)小于 IPR PK。
設(shè)計(jì)示例
對(duì)于匝數(shù)比為 44 (nCT) 的電流互感器，RCS1 和 RCS2 之間之和的最小建議值由下式給出：
由于功耗不會(huì)太高，因此可以將 RCS1 + RCS2 設(shè)置得更高，以便在 VICS 上獲得理想的積分。由此，我們選擇 RCS1 和 RCS2 之和為 230Ω。
額定輸入電壓和滿載條件下的初級(jí)側(cè)電流峰值由下式給出：
通過(guò)將初級(jí)側(cè) OCP 電平設(shè)置為 5A，
RCS1 和 RCS2 分別選擇 30 Ω和 200 Ω。
這種設(shè)計(jì)不會(huì)對(duì) ICS 引腳施加額外的斜率。
將 CICS 選擇為 1 nF 電容。假設(shè) 1.2 V 時(shí) VICS 的衰減系數(shù)為 1.0（圖 23 中 x=1.2/10.23 時(shí)的讀數(shù)），則在標(biāo)稱輸入電壓下提供 13 A 過(guò)載保護(hù) (IO.OLP) 的相應(yīng) RICS 電阻為
將 RICS 選擇為 30 kΩ。
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