【導(dǎo)讀】大家都知道，電源效率對(duì)于便攜式設(shè)備以及模擬IC的噪聲抗擾度來說都非常重要。本文主要介紹電壓參考電路，其不僅支持極低的工作靜態(tài)電流(低于250nA)，而且還符合標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝。
這種電路針對(duì)各種應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，適合便攜式電子設(shè)備、汽車、醫(yī)療設(shè)備，以及高電源抑制比 (PSRR) 和開關(guān)噪聲抗擾度都非常重要的片上系統(tǒng) (SoC) 實(shí)施。
上述電壓參考在低頻率下支持90dB。輸出電壓變化的標(biāo)準(zhǔn)偏差是 0.5%，在–40℃至125℃溫度范圍內(nèi)的溫度系數(shù)為15ppm/℃。這些特性可在1.6V至5.5V的電源電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)。可實(shí)施各種用于為電壓參考實(shí)現(xiàn)輸入噪聲抗擾度的方法。
介紹
幾乎每款模擬電路都需要高精度高穩(wěn)定參考電壓或電流源。不過，在選擇片上系統(tǒng)(SoC) 技術(shù)時(shí)，參考電壓模塊不應(yīng)成為限制因素。也就是說這類系統(tǒng)所選用的技術(shù)工藝對(duì)于參考電壓源來說并不一定總是最理想的。因此，其設(shè)計(jì)應(yīng)該更穩(wěn)健，才能適應(yīng)各種技術(shù)工藝的變化。
電池通常可作為SoC的電源。這就更需要提高工作在大電源電壓范圍內(nèi)的電壓參考源的線性穩(wěn)壓性能。要延長電池使用壽命，就需要低靜態(tài)電源電流。同時(shí)，還需要在寬泛頻率下實(shí)現(xiàn)高電源抑制比(PSRR)，以抑制來自高速數(shù)字電路、降壓轉(zhuǎn)換器或片上其它開關(guān)電路的噪聲。本文主要介紹具有高PSRR的超低靜態(tài)電流帶隙電壓參考。
基本帶隙電壓參考結(jié)構(gòu)
改善 PSRR的主題思想是在低壓降穩(wěn)壓器(LDO)后面布置一個(gè)帶隙電壓源。現(xiàn)有線性穩(wěn)壓器拓?fù)湓陟o態(tài)電流、DC負(fù)載穩(wěn)壓、瞬態(tài)響應(yīng)、去耦電容以及硅芯片面積要求方面存在很大差異。由于我們的目標(biāo)是在沒有外部電容器的情況下，在同一芯片上提供全面集成型 LDO，因而典型LDO結(jié)構(gòu)并不適合。
這些結(jié)構(gòu)與超低靜態(tài)電源電流相矛盾。為了緩解這一矛盾，您可為LDO 使用與參考源相同的帶隙。不宜采用標(biāo)準(zhǔn)LDO結(jié)構(gòu)的原因在于它需要輸出電容器來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定工作。最佳選項(xiàng)是帶一個(gè)增益級(jí)的結(jié)構(gòu)，其無需輸出電容器便可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定。
低壓降穩(wěn)壓器
圖1是該設(shè)計(jì)[1]中所使用LDO的內(nèi)核及其簡化原理圖。圖1[2]中的M0和M4代表翻轉(zhuǎn)電壓跟隨器(FVF)，其可實(shí)施無逆向功能及相關(guān)極點(diǎn)的單級(jí)穩(wěn)壓。靜態(tài)電流由晶體管M1和M3確定。晶體管M2 可作為共柵放大器。
LDO的開環(huán)增益由第一個(gè)級(jí)聯(lián)級(jí)(即晶體管M2和M3)決定。可作為負(fù)載的 M4 PMOS跟隨器存在低阻抗源，因此 FET M0的輸出增益接近1。在圖2中的小型信號(hào)等效電路的幫助下，對(duì)所推薦的 LDO結(jié)構(gòu)進(jìn)行穩(wěn)定性分析，結(jié)果顯示只有一個(gè)極點(diǎn)(公式1)：
可作為補(bǔ)償電容器的M0柵源電容器可創(chuàng)建 LDO的主極點(diǎn)。因此無需去耦片外電容器，便可使LDO[3]穩(wěn)定。
圖1：具有翻轉(zhuǎn)電壓跟隨器、無輸出電容器的LDO
圖2：LDO的小型信號(hào)等效電路
這種LDO的另一項(xiàng)優(yōu)勢是簡單的自啟動(dòng)程序，其無需專用電路。最初，在電壓VDD 為 0 時(shí)，VOUT也為 0，跟隨器M4 在無反饋的情況下關(guān)閉，M1的偏置電流大于M3的偏置電流。因此，柵極電壓M0 不僅可降低，而且還可驅(qū)動(dòng)輸出電壓VOUT至所選的輸出電壓值。
這種架構(gòu)的缺點(diǎn)是線路穩(wěn)壓及 PSRR差。原因在于低開環(huán)增益，因?yàn)樗鼉H由一個(gè)增益級(jí)決定。合理的解決方案可能是第一級(jí)的級(jí)聯(lián)電流源，其可提高增益，進(jìn)而可提高線路穩(wěn)壓性能和PSRR。
圖1中的LDO輸出電壓為(公式2)：
其中，VSET為參考電壓，VGS,M4是M4的柵源電壓。
因此，輸出電壓對(duì)溫度和工藝變化極為敏感。要避免這種問題，就必須創(chuàng)建一個(gè)更為理想的跟隨器，其中 M4 是反饋環(huán)路的一部分(圖3)。
圖3：M4位于放大器反饋環(huán)路中、無輸出電容器的LDO。
這種情況下的輸出電壓為公式3：
其中，A0是放大器的開環(huán)增益反饋。對(duì)于高反饋放大器增益而言，可使用公式4：
圖4：具有電阻式分壓器、M4位于放大器反饋環(huán)路、無輸出電容器的 LDO
在反饋環(huán)路(圖4)中添加電阻式分壓器后，輸出電壓轉(zhuǎn)變?yōu)椋?/div>
VOUT=VSET(1+R1/R2)
FVF反饋放大器不影響整體 LDO穩(wěn)定性，因?yàn)樗挥谥鱈DO反饋環(huán)路的外部。對(duì)于本地反饋環(huán)路而言，只要求設(shè)計(jì)方案穩(wěn)定。
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帶隙內(nèi)核說明
所選用的帶隙內(nèi)核(圖5)采用在標(biāo)準(zhǔn)CMOS 技術(shù)中廣泛使用的經(jīng)典結(jié)構(gòu)。
圖5：所推薦帶隙電壓參考內(nèi)核的簡化方框圖
通過添加雙極性晶體管的負(fù)溫度系數(shù)基射極間電壓，可獲得帶隙電壓的低溫系數(shù)，從而可通過在不同電流密度下偏置的兩個(gè)基射極間電壓之差獲得正溫度系數(shù)電壓。為電阻器R2和R3選擇相等的值，參考電壓就可表示為公式5：
其中VEB是Q1的基射極間電壓，VT是熱電壓，IQ1和IQ2是通過晶體管Q1和Q2的電流，而 IS,Q1和IS,Q2則分別是Q1和Q2的飽和電流。
誤差源
要為任何帶隙電壓參考實(shí)現(xiàn)良好的精確度，必須定義總體精度誤差的主要形成因素[4]。以下是所推薦架構(gòu)的最大誤差源：
放大器失調(diào)電壓
電阻器R1與R2之間的不匹配
雙極性晶體管的飽和電流不匹配
電阻器R1、R2和R3的變化
放大器失調(diào)電壓
放大器失調(diào)電壓對(duì)于參考電壓精確度來說很關(guān)鍵，因?yàn)樗ㄟ^與發(fā)射-基極電壓差相同的方式放大。盡管我們可以通過增大雙極性晶體管的面積比來減少對(duì)放大器失調(diào)電壓的影響，但由于電壓差具有對(duì)數(shù)尺度，因此我們會(huì)受到這個(gè)比例的合理值限制。在本例中，我們選擇的比例為24。
對(duì)放大器失調(diào)電壓影響最大的是輸入級(jí)晶體管閥值電壓變化。它可通過增大放大器輸入對(duì)的尺寸來改善(公式6)。
電阻器R1與R2之間的不匹配
電阻器R1與R2之比可定義公式5中正溫度系數(shù)項(xiàng)的增益。為了讓該增益系數(shù)準(zhǔn)確，我們使用較大面積單位電阻器。使用特殊的電阻器布局，可實(shí)現(xiàn)0.1%的誤差比例精度。
雙極性晶體管的電阻器與飽和電流的變化
這兩種變化會(huì)導(dǎo)致雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓Veb發(fā)生偏移。基極-發(fā)射極電壓可按公式7確定：
其中，I是發(fā)射極電流，IS是雙極性晶體管的飽和電流。引起IS變化的主要原因是Q1和Q2晶體管面積的不匹配以及雜質(zhì)濃度的變化。
電阻器R1的變化可影響通過晶體管Q2 的電流I的絕對(duì)值，它是負(fù)溫度系數(shù)項(xiàng)VEB的一部分。
電阻器R2和R3分別可確定通過Q1和Q2 的電流值。R2和R3的變化可導(dǎo)致參考電壓(公式5)的正溫度系數(shù)不準(zhǔn)確。不過，可通過對(duì)電阻器R2與R3進(jìn)行良好匹配來降低該變化所引起的誤差。
高PSRR帶隙電壓參考電路
由于上述傳統(tǒng)電壓參考架構(gòu)的所有缺點(diǎn)，我們建議采用改進(jìn)的電壓參考，它是帶隙電壓參考與低壓降穩(wěn)壓器的整合解決方案(圖6)。
圖6：帶隙電壓參考結(jié)合低壓降穩(wěn)壓器的方框圖
該示例中的輸出電壓可由公式8確定：
VREF節(jié)點(diǎn)既是帶隙參考的輸出節(jié)點(diǎn)，同時(shí)也是帶隙核心電路的電源線。這有助于我們通過 LDO保護(hù)帶隙核心電路免受電源電壓紋波影響。
要獲得小靜態(tài)電流，電阻器 R1、R2、R3和R4的值就會(huì)比較大，推薦電路的電阻為8MΩ。這可使通過 Q1和Q2的電流降低至 40nA。推薦架構(gòu)的整體靜態(tài)電流為250nA。除此之外，我們還可采用一款靜態(tài)電流為100nA的偏置電流電源。
偏置電流電路
所推薦的偏置電流電路基于一種著名的電路結(jié)構(gòu)(如圖7所示)，在參考文獻(xiàn)5[5]中有詳細(xì)介紹。
在該電路中，兩個(gè)N型晶體管M5和M7構(gòu)成第一個(gè)增益為S7/S5 的電流鏡，而兩個(gè)P型晶體管M4和M6 則構(gòu)成第二個(gè)增益為S4/S6 的電流鏡，其中S4、S5、S6和S7是相應(yīng)晶體管的面積。
偏置發(fā)生器通常不需要特別啟動(dòng)電路，這可減少靜態(tài)電流和占用面積。如果電流足夠小，電阻R 就可以忽略。由M5/M7和M4/M6構(gòu)成的兩個(gè)電流鏡可互連成一個(gè)閉環(huán)。
該環(huán)路增益大于單位增益，因此兩個(gè)分支中的電流都會(huì)增大，直至達(dá)到均衡為止。這將由電阻R的壓降定義，可表示為公式9：
圖7：具有動(dòng)態(tài)啟動(dòng)電流的偏置生成器
要加快啟動(dòng)速度并避免可能的漏電影響，可使用一款附加啟動(dòng)電路。晶體管M0 可作為具有極大電阻的橫向雙極性 NPN晶體管使用，其可最大限度地降低啟動(dòng)電流。電容器 C 不僅可在電路加電時(shí)提供快速瞬態(tài)啟動(dòng)，而且還可防止啟動(dòng)電路發(fā)生振蕩。在啟動(dòng)之后，電路由晶體管M2阻斷。偏置模塊的偏置電流是40nA。總流耗是 80nA。
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驗(yàn)證結(jié)果
所推薦帶隙參考不僅可用于超低噪聲、高PSRR的低壓降穩(wěn)壓器，而且還可采用CMOS 9T5V 技術(shù)實(shí)施。PSRR值如圖8所示，輸出電壓精度的蒙特卡洛溫度變化仿真結(jié)果如圖9所示。測量結(jié)果請(qǐng)參見表1。
圖8：電壓參考源的PSRR
圖9：輸出電壓精度
表1.測量數(shù)據(jù)
總結(jié)
我們不僅介紹了采用 CMOS9T5V 0.18μm工藝實(shí)施的、高PSRR 的極低功耗帶隙電壓參考，而且還詳細(xì)介紹了最大限度降低功耗和最大限度提高PSRR的設(shè)計(jì)條件。將帶隙電壓參考與低壓降穩(wěn)壓器相結(jié)合，可在100Hz下獲得93dB的高PSRR。該電路的最大靜態(tài)電流僅為250nA，是超低功耗應(yīng)用最具吸引力的選擇。
參考文獻(xiàn)
J. Guo和K. N. Leung，《采用 90 納米 CMOS工藝技術(shù)實(shí)施的、無輸出電容器的小型 6uWLDO》，摘自《IEEE固態(tài)電路雜志》2010年9月第 48卷第 9 號(hào);
Blakiewicz, G.，《支持更快時(shí)間響應(yīng)的CMOS低壓降穩(wěn)壓器》，摘自《2011年第18屆國際大會(huì)會(huì)議記錄 — 集成電路與系統(tǒng)混合設(shè)計(jì) (MIXDES)》2011年6月16 ~ 18 日第 ××卷第 ×× 號(hào)的第 279 頁 ~ 282 頁;
P. Hazucha、T. Karnik、B. A. Bloecher、C. Parsons、D. Finan 和 S. Borkar，《支持超快負(fù)載調(diào)節(jié)的小型線性穩(wěn)壓器》，摘自《IEEE固態(tài)電路雜志》2005 年 4 月第 45 卷第 4 號(hào);
S. Strik，《帶隙電壓參考：誤差及其最小化方法》，摘自《BEC 2006會(huì)議記錄》2006年10月2日第 123 頁 ~ 126頁;
E. Vittoz 與 J. Fellrath，《基于弱反向工作的CMOS模擬集成電路》，摘自《IEEE固態(tài)電路雜志》1977年6月SC-12卷第 3 號(hào);
如欲了解有關(guān)LDO的更多詳情，敬請(qǐng)?jiān)L問：www.ti.com/ldo-ca。
