- 探討大功率可調開關電源的設計方案
- 采用Buck 型開關電源拓撲
- 在主回路中采用半橋電路替代傳統的單管開關電路
摘 要：本文給出了一種新型大功率可調開關電源的設計方案。采用Buck 型開關電源拓撲，以帶單路PWM 輸出和電流電壓反饋檢測MC33060 為控制IC,配以雙路輸出IR2110 驅動芯片，設計了一種可調高電壓大功率的開關電源，有效解決了普通開關電源在非隔離拓撲結構下輸出電壓和功率不能達到很高的限制，并帶有過流保護等電路。文中以MC33060 的應用為基礎介紹了可調開關電源設計的方法，然后詳細講解了本系統的組成以及各個部分的作用，文章最后總結了該系統的特點。
1.引言
開關電源作為線性穩壓電源的一種替代物出現，其應用與實現日益成熟。而集成化技術使電子設備向小型化、智能化方向發展，新型電子設備要求開關電源有更小的體積和更低的噪聲干擾，以便實現集成一體化。對中小功率開關電源來說是實現單片集成化，但在大功率應用領域，因其功率損耗過大，很難做成單片集成，不得不根據其拓撲結構在保證電源各項參數的同時盡量縮小系統體積。
2.典型開關電源設計
開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM,Pulse Width Modulation）控制IC（Integrated Circuit）和功率器件（功率MOSFET 或IGBT）構成，且符合三個條件：開關（器件工作在開關非線性狀態）、高頻（器件工作在高頻非接近上頻的低頻）和直流（電源輸出是直流而不是交流）。
2.1 控制IC
以MC33060 為例介紹控制IC。
MC33060 是由安森美（ON Semi）半導體公司生產的一種性能優良的電壓驅動型脈寬調制器件，采用固定頻率的單端輸出，能工作在-40℃至85℃。其內部結構如圖1 所示[1],主要特征如下：
1） 集成了全部的脈寬調制電路；
2） 內置線性鋸齒波振蕩器，外置元件僅一個電阻一個電容；
3） 內置誤差放大器；
4） 內置 5V 參考電壓，1.5%的精度；
5） 可調整死區控制；
6） 內置晶體管提供200mA 的驅動能力；
7） 欠壓鎖定保護；
圖1 MC33060 內部結構圖
其工作原理簡述：MC33060 是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節，其振蕩頻率如（2-1）式：
輸出脈沖的寬度是通過電容CT 上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現。功率管Q1 的輸出受控于或非門，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間輸出才有效。
當控制信號增大時，輸出脈沖的寬度將減小，具體時序參見如下圖2.
圖 2 MC33060 時序圖
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2.2 DC/DC 電源拓撲
DC/DC 電源拓撲一般分為三類：降壓、升壓和升降壓。此處以降壓拓撲介紹，簡化效果圖如下圖3 所示。輸出與輸入同極性，輸入電流脈動大，輸出電流脈動小，結構簡單。
圖 3 Bulk 降壓斬波電路
在開關管導通時間ton,輸入電源給負載和電感供電；開關管斷開期間toff,電感中存儲的能量通過二極管組成續流回路，保證輸出的連續。負載電壓滿足如下關系式（2-2）：
2.3 典型電路與參數設計
典型電路如下圖4 所示。
圖 4 MC33060 的降壓斬波電路
MC33060 作為主控芯片控制開關管的導通與截止，由其內部結構功能可知，在MC33060內部有一個+5V 參考電壓，通常用作兩路比較器的反相參考電壓，設計中1 腳和2 腳的比較器用來作為輸出電壓反饋，13 腳和14 腳的比較器用來檢測開關管的電流是否過流。電路中2 腳通過一個反相電路接參考電壓，降壓輸出反饋經一同相電路接MC33060 的1 腳。當電路處于工作狀態時，1 腳和2 腳電壓就會相互比較，根據兩者的差值來調整輸出波形脈寬，達到控制和穩定輸出的目的。
電路中過流保護采用0.1 歐姆額定功率為1W 的功率電阻作為采樣電阻，在電流過流點，采樣電阻上的電壓為0.1V.14 腳用作采樣點，因此13 腳的參考電壓由Vref 分壓設定為0.15V,相比0.1V 留有一定余地。當采樣電壓高于設定值時，MC33060 將自動保護，關閉PWM 輸出。保護點還和3 腳的控制信號有關，根據對該腳的功能分析，選擇積分反饋電路，使得降壓電路在空載或滿載時，Comp 腳的電壓始終在正常范圍（0.5V-3.5V）之內。
輸出 PWM 波形的頻率由管腳5 的電容和管腳6 的電阻值來確定，降壓電路采用25KHz的波形頻率，選擇CT 值為1nF 電容，RT 為47K 的普通電阻達到設計要求。
3.本系統設計
本設計采用的是DC（Direct Current）/DC 轉換電路中的降壓型拓撲結構。輸入為220VAC和0-10V 可調直流電壓，輸出為0-180V 可調，最大輸出電流能達8A,系統組成框圖如下圖5 所示。在大功率開關電源設計中，為防止在啟動時的高浪涌電流沖擊，常采用軟啟動電路，本設計不重點介紹。
圖 5 系統組成框圖
3.1 整流濾波電路
采用全橋整流電路，如下圖6 所示。輸出電流要求最大達到8A,考慮功率損耗和一定的余量，選擇10A 的方橋KBPC3510 和10A 的保險管。整流后的電壓達310V,采用兩個250V/100uF 電容作濾波處理。圖中開關S1 和電阻R1 并聯為"軟啟動"部分，此處未作詳細講解，詳細軟啟動設計見各種開關電源軟啟動設計。
圖 6 整流電路。
[page]3.2 控制IC 與輸入電路
MC33060 控制電路和輸入調節電路分別如下圖7 和圖8 所示，選MC33060 為控制IC,其外圍器件選擇此處不再贅述，參考典型電路設計中參數選擇部分。其中比較器1 作電壓采樣，比較器2 作電流采樣。輸入可調電壓經分壓跟隨后送入比較器的負向端作為參考電壓控制電源輸出大小。
圖 7 MC33060 控制電路
圖 8 輸入調節電路
3.3 反相延時驅動電路
反相延時驅動電路如下圖8 所示。電路中驅動芯片采用了美國International Rectifier（IR）公司的IR2110.它不僅包括基本的開關單元和驅動電路，還具有與外電路結合的保護控制功能。其懸浮溝道的設計使其可以驅動工作在母線電壓不高于600V 的開關管，其內部具有欠壓保護功能，與外電路結合，可以方便地設計出過電流，過電壓保護，因此不需要額外的過壓、欠壓、過流等保護電路，簡化了電路的設計。
圖 8 反相延時驅動電路
該芯片為而輸出高壓柵極驅動器，14 腳雙列直插，驅動信號延時為ns 級，開關頻率可從幾十赫茲到幾百千赫茲。IR2110 具有二路輸入信號和二路輸出信號，其中二路輸出信號中的一路具有電平轉換功能，可直接驅動高壓側的功率器件。該驅動器可與主電路共地運行，且只需一路控制電源，克服了常規驅動器需要多路隔離電源的缺點，大大簡化了硬件設計。IR2110 就簡易真值圖如下圖9 所示。
圖 9 IR2110 簡易真值圖。
IR2110 有2 個輸出驅動器，其信號取自輸入信號發生器，發生器提供2 個輸出，低側的驅動信號直接取自信號發生器LO,而高側驅動信號HO 則必須通過電平轉換方能用于高側輸出驅動器。本系統中驅動雙管需一片IR2110 即可。
因驅動雙管，且雙管不能同時導通，控制IC 輸出只有一路信號，則在控制IC 輸出和驅動之間需加入反相延時電路，將控制IC 輸出的一路PWM 經同相和反相比較器后，經電阻R29 和R30 的上拉分別對電容C12、C13 充電產生延時，使得兩路PWM 具有對稱互補性且具有一定的死區間隔，保證主回路中兩開關管不會同時導通。在電路中HIN 和LIN 標號端得到的波形圖如下圖10 所示。
圖 10 反相后驅動波形
[page]3.4 主回路與輸出采樣
主回路如圖 11 所示，采用半橋開關電路。
圖 11 主回路
根據整流后的電壓和輸入電流參數，選擇IRF840 為高頻開關管，其最大耐壓VDS 為500V,最大能承受的導通電流ID 為8A,滿足設計要求。工作在高頻工作狀態的續流二極管一般選用快恢復的二極管，此處選擇HFA25TB60,能承受600V 的反向壓降，最大導通電流為25A,且恢復時間僅為35ns.輸出部分通過兩個電阻分壓至電壓采樣電路，如下圖12 所示。
圖 12 電壓采樣電路
3.5 過流保護電路過流保護電路如下圖13 所示。
圖 13 過流檢測電路。
在主回路的上端串聯一個0.33 歐姆10W 的功率電阻作為采樣電阻，當電流過大時，光耦中光敏三極管導通，檢測電路輸出高電平到IR2110 的SD 端，由于SD 是低電平有效、高電平關斷點，因此電流過大時能很好地保護電路。且如前所述，IR2110 自身帶有各種保護電路，故外圍的電流電壓保護電路可以大大簡化。
4. 總結
本設計給出了在非隔離拓撲下一種設計大功率開關電源的方法，電路結構簡單。在主回路中采用半橋電路替代傳統的單管開關電路，在上管關閉時，下管的開通能更好地保證輸出續流的穩定性，且保證功率的輸出。文中并未給出電感量的計算方法，因不是討論重點，可根據電路中輸出電流、電壓和開關管的RDS（MOSFET 管漏極和源極導通電阻）等參數來計算，實際中應留有一定的余量值。系統運行基本穩定，可考慮應用于工業電源設計中。
