- 探究開關(guān)電源的開關(guān)損耗
- 學(xué)習(xí)N溝道增強(qiáng)型MOSFET的基本組成
- 采用MOSFET的低導(dǎo)通電阻
基于電感的開關(guān)電源（SM-PS）包含一個(gè)功率開關(guān)，用于控制輸入電源流經(jīng)電感的電流。大多數(shù)開關(guān)電源設(shè)計(jì)選擇MOSFET作開關(guān)（圖1a中Q1），其主要優(yōu)點(diǎn)是MOSFET在導(dǎo)通狀態(tài)具有相對(duì)較低的功耗。
MOSFET完全打開時(shí)的導(dǎo)通電阻（RDS(ON)）是一個(gè)關(guān)鍵指標(biāo)，因?yàn)镸OSFET的功耗隨導(dǎo)通電阻變化很大。開關(guān)完全打開時(shí)，MOSFET的功耗為ID2與RDS(ON)的乘積。如果RDS(ON)為0.02W，ID為1A，則MOSFET功耗為0.02*12=0.02W。功率MOSFET的另一功耗源是柵極電容的充放電。這種損耗在高開關(guān)頻率下非常明顯，而在穩(wěn)態(tài)（MOSFET連續(xù)導(dǎo)通）情況下，MOSFET柵極阻抗極高，典型的柵極電流在納安級(jí)，因此，這時(shí)柵極電容引起的功耗則微不足道。轉(zhuǎn)換效率是SMPS的重要指標(biāo)，須選擇盡可能低的RDS(ON)。MOSFET制造商也在堅(jiān)持不懈地開發(fā)低導(dǎo)通電阻的MOSFET，以滿足這一需求。
隨著蜂窩電話、PDA及其他電子設(shè)備的體積要求越來(lái)越小，對(duì)電子器件，包括電感、電容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。減小SMPS體積的通用方法是提高它的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率高容許使用更小的電感、電容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的開關(guān)頻率會(huì)降低轉(zhuǎn)換效率，即使MOSFET的導(dǎo)通電阻非常小。工作在高開關(guān)頻率時(shí)，MOSFET的動(dòng)態(tài)特性，如柵極充放電和開關(guān)時(shí)間變得更重要。可以看到在較高的開關(guān)頻率時(shí)，高導(dǎo)通電阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。為了理解這個(gè)現(xiàn)象就不能只看MOSFET的導(dǎo)通電阻。下面討論了N溝道增強(qiáng)型MOSFET的情況，其它類型的MOSFET具有相同結(jié)果。
圖1. 一個(gè)典型的升壓轉(zhuǎn)換器（a）利用MOSFET控制流經(jīng)電感至地。
當(dāng)溝道完全打開，溝道電阻(RDS(ON))降到最低；如果降低柵極電壓，溝道電阻則升高，直到幾乎沒(méi)有電流通過(guò)漏極、源極，這時(shí)MOSFET處于斷開狀態(tài)。可以預(yù)見，溝道的體積愈大，導(dǎo)通電阻愈小。同時(shí)，較大的溝道也需要較大的控制柵極。由于柵極類似于電容，較大的柵極其電容也較大，這就需要更多的電荷來(lái)開關(guān)MOSFET。同時(shí)，較大的溝道也需要更多的時(shí)間使MOSFET打開或關(guān)閉。工作在高開關(guān)頻率時(shí)，這些特性對(duì)轉(zhuǎn)換效率的下降有重要影響。[page]
在低開關(guān)頻率或低功率下，對(duì)SMPS MOSFET的功率損耗起決定作用的是RDS(ON)，其它非理想?yún)?shù)的影響通常很小，可忽略不計(jì)。而在高開關(guān)頻率下，這些動(dòng)態(tài)特性將受到更多關(guān)注，因?yàn)檫@種情況下它們是影響開關(guān)損耗的主要原因。
圖2. 所示簡(jiǎn)單模型顯示了N溝道增強(qiáng)型MOSFET的基本組成，流經(jīng)漏極與源極之間溝道的電流受柵極電壓控制。MOSFET柵極類似于電容極板，對(duì)柵極提供一個(gè)正電壓可以提高溝道的場(chǎng)強(qiáng)，產(chǎn)生低導(dǎo)通電阻路徑，提高溝道中的帶電粒子的流通。
對(duì)SMPS的柵極電容充電將消耗一定的功率，斷開MOSFET時(shí)，這些能量通常被消耗到地上。這樣，除了消耗在MOSFET導(dǎo)通電阻的功率外，SMPS的每一開關(guān)周期都消耗功率。顯然，在給定時(shí)間內(nèi)柵極電容充放電的次數(shù)隨開關(guān)頻率而升高，功耗也隨之增大。開關(guān)頻率非常高時(shí)，開關(guān)損耗會(huì)超過(guò)MOSFET導(dǎo)通電阻的損耗。
隨著開關(guān)頻率的升高，MOSFET的另一顯著功耗與MOSFET打開、關(guān)閉的過(guò)渡時(shí)間有關(guān)。圖3顯示MOSFET導(dǎo)通、斷開時(shí)的漏源電壓、漏極電流和MOSFET損耗。在功率損耗曲線下方，開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的功耗比MOSFET導(dǎo)通時(shí)的損耗大。由此可見，功率損耗主要發(fā)生在開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)，而不是MOSFET開通時(shí)。
MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷需要一定的過(guò)渡時(shí)間，以對(duì)溝道充電，產(chǎn)生電流或?qū)系婪烹姡P(guān)斷電流。MOSFET參數(shù)表中，這些參數(shù)稱為導(dǎo)通上升時(shí)間和關(guān)斷下降時(shí)間。對(duì)指定系列中，低導(dǎo)通電阻MOSFET對(duì)應(yīng)的開啟、關(guān)斷時(shí)間相對(duì)要長(zhǎng)。當(dāng)MOSFET開啟、關(guān)閉時(shí)，溝道同時(shí)加有漏極到源極的電壓和導(dǎo)通電流，其乘積等于功率損耗。三個(gè)基本功率是：
P = I*E
P = I2*R
P = E2/R
對(duì)上述公式積分得到功耗，可以對(duì)不同的開關(guān)頻率下的功率損耗進(jìn)行評(píng)估。
MOSFET的開啟和關(guān)閉的時(shí)間是常數(shù)，當(dāng)占空比不變而開關(guān)頻率升高時(shí)（圖5），狀態(tài)轉(zhuǎn)換的時(shí)間相應(yīng)增加，導(dǎo)致總功耗增加。例如，考慮一個(gè)SMPS工作在50%占空比500kHz，如果開啟時(shí)間和關(guān)閉時(shí)間各為0.1祍，那么導(dǎo)通時(shí)間和斷開時(shí)間各為0.4祍。如果開關(guān)頻率提高到1MHz，開啟時(shí)間和關(guān)閉時(shí)間仍為0.1祍，導(dǎo)通時(shí)間和斷開時(shí)間則為0.15祍。這樣，用于狀態(tài)轉(zhuǎn)換的時(shí)間比實(shí)際導(dǎo)通、斷開的時(shí)間還要長(zhǎng)。
可以用一階近似更好地估計(jì)MOSFET的功耗，MOSFET柵極的充放電功耗的一階近似公式是：
EGATE = QGATE×VGS,
QGATE是柵極電荷， VGS是柵源電壓。
在升壓變換器中，從開啟到關(guān)閉、從關(guān)閉到開啟過(guò)程中產(chǎn)生的功耗可以近似為：
ET = (abs[VOUT - VIN]×ISW×t)/2
其中ISW是通過(guò)MOSFET的平均電流（典型值為0.5IPK），t是MOSFET參數(shù)表給出的開啟、關(guān)閉時(shí)間。
MOSFET完全導(dǎo)通時(shí)的功耗（傳導(dǎo)損耗）可近似為：
ECON = (ISW)2 ×RON×tON,
其中RON是參數(shù)表中給出的導(dǎo)通電阻，tON是完全導(dǎo)通時(shí)間（tON= 1/2f，假設(shè)最壞情況50%占空比）。
考慮一個(gè)典型的A廠商的MOSFET：
RDSON = 69mW
QGATE = 3.25nC
tRising = 9ns
tFalling = 12ns
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一個(gè)升壓變換器參數(shù)如下：
VIN = 5V
VOUT = 12V
ISW = 0.5A
VGS = 4.5V
100kHz開關(guān)頻率下每周期的功率損耗如下：
EGATE = 3.25nC×4.5V = 14.6nJ
ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×9ns)/2 = 17.75nJ
ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A ×12ns)/2 = 21nJ
ECON = (0.5)2 ×69mW×1/(2× 100kHz) = 86.25nJ.
從結(jié)果可以看到，100kHz時(shí)導(dǎo)通電阻的損耗占主要部分，但在1MHz時(shí)結(jié)果完全不同。柵極和開啟關(guān)閉的轉(zhuǎn)換損耗保持不變，每周期的傳導(dǎo)損耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ，從每周期的主要功耗轉(zhuǎn)為最小項(xiàng)。每周期損耗在62nJ，頻率升高10倍，總MOSFET功率損耗增加了4.4倍。
另外一款MOSFET：
RDSON = 300mW
QGATE = 0.76nC
TRising = 7ns
TFalling = 2.5ns.
SMPS的工作參數(shù)如下：
EGATE = 0.76nC×4.5V = 3.4nJ
ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×7ns)/2 = 12.25nJ
ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A×2.5ns)/2 = 4.3nJ
ECON = (0.5)2 ×300mW×1/(2× 1MHz) = 37.5nJ.
導(dǎo)通電阻的損耗仍然占主要地位，但是每周的總功耗僅57.45nJ。這就是說(shuō)，高RDSON（超過(guò)4倍）的MOSFET使總功耗減少了7%以上。如上所述，可以通過(guò)選擇導(dǎo)通電阻及其它MOSFET參數(shù)來(lái)提高SMPS的效率。
到目前為止，對(duì)低導(dǎo)通電阻MOSFET的需求并沒(méi)有改變。大功率的SMPS傾向于使用低開關(guān)頻率，所以MOSFET的低導(dǎo)通電阻對(duì)提高效率非常關(guān)鍵。但對(duì)便攜設(shè)備，需要使用小體積的SMPS，此時(shí)的SMPS工作在較高的開關(guān)頻率，可以用更小的電感和電容。延長(zhǎng)電池壽命必須提高SMPS效率，在高開關(guān)頻率下，低導(dǎo)通電阻MOSFET未必是最佳選擇，需要在導(dǎo)通電阻、柵極電荷、柵極上升/下降時(shí)間等參數(shù)上進(jìn)行折中考慮。
