【導讀】將電源模塊等效為一個電阻負載的話，相當于在T3時間內電容對恒定功率負載進行放電，電容電壓降低（Vpk-Vmin）V。
技術要求：輸入電壓Vin：90-253Vac
輸出電壓Vo：27.6V
輸出電流Io：6A
輸出功率Po：166W
效率η：0.85
輸入功率Pin：195W
一、輸入濾波電容計算過程：
上圖為整流后濾波電容上電壓波形，在最低輸入電壓下，如果我們想在濾波電容上得到的電壓Vdc為115V，則從上圖可以得到:
Vpk=90*1.414=127V
Vmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V
將電源模塊等效為一個電阻負載的話，相當于在T3時間內電容對恒定功率負載進行放電，電容電壓降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V
其中：
△V=Vpk-Vmin=127-103=24V
關鍵部分在T3的計算，T3=t1+t2，t1為半個波頭，時間比較好算，對于50Hz的交流來說，t1=5mS，然后就是計算t2,其實t2也很好計算，我們知道交流輸入電壓的公式為
Vx=Vpksinθx，根據(jù)已知條件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8/24=0.57mF=570uF
二、變壓器的設計過程
變壓器的設計分別按照DCM、CCM、QR兩種方式進行計算，其實QR也是DCM的一種，不同的地方在于QR的工作頻率是隨著輸入電壓輸出功率的變化而變化的。
對于變壓器磁芯的選擇，比較常用的方法就是AP法，但經(jīng)過多次具體設計及根據(jù)公司常用型號結合，一般可以直接選擇磁芯，象這個功率等級的反激，選擇PQ3535的磁芯即可。磁芯的參數(shù)如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥0.32T
1）DCM變壓器設計過程：
開關頻率選擇80K，最大占空比選擇0.48，全范圍DCM，則在最低輸入電壓Vdc下，占空比最大，電路工作在BCM狀態(tài)，根據(jù)伏秒平衡，可以得到以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
從而計算反射電壓為Vor=95V
匝比
n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf為整流二極管壓降
計算初級匝數(shù)
計算副邊匝數(shù)
Ns=Np/n=6.32，選擇7匝，
則原邊匝數(shù)調整為
Np=3.32*7=23匝
計算輔助繞組匝數(shù)，輸出電壓變化范圍按照20-27.6V設計，要求在20V輸出下輔助繞組能正常供電，所以，輔助繞組選擇4匝。
初級電感量
Po=0.5L*I*I*F/η I=Vinmin*Dmax/(L*F)
將各個參數(shù)代入，得到L值 L=78uH
初級電流峰值：
初級電流有效值：
次級電流有效值：
根據(jù)電流有效值，可以選擇變壓器線徑，根據(jù)匝數(shù)繞電感后，調整氣息使電感量滿足要求，即可得到合適的變壓器。
以下黃色字體部分，是根據(jù)batteryli提到，對于DCM，變壓器的△B值可以適當選的大一些，從而降低匝數(shù)減小漏感，可以減小尖峰。因此按照△B=0.2設計的變壓器。
開關頻率選擇80K，最大占空比選擇0.48，全范圍DCM，則在最低輸入電壓Vdc下，占空比最大，電路工作在BCM狀態(tài)，根據(jù)伏秒平衡，可以得到以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
從而計算反射電壓為Vor=95V
匝比
n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf為整流二極管壓降
計算初級匝數(shù)
計算副邊匝數(shù) Ns=Np/n=4.8，選擇5匝，
則原邊匝數(shù)調整為 Np=3.32*5=17匝
計算輔助繞組匝數(shù)，輸出電壓變化范圍按照20-27.6V設計，要求在20V輸出下輔助繞組能正常供電，所以，輔助繞組選擇3匝。
初級電感量 Po=0.5L*I*I*F/η I=Vinmin*Dmax/(L*F)
將各個參數(shù)代入，得到L值 L=78uH
初級電流峰值：
初級電流有效值：
次級電流有效值：
根據(jù)電流有效值，可以選擇變壓器線徑，根據(jù)匝數(shù)繞電感后，調整氣息使電感量滿足要求，即可得到合適的變壓器。
2）CCM變壓器設計過程：
CCM變壓器的設計，必須首先確定一個負載點，在該狀態(tài)下，變壓器工作在BCM狀態(tài)下，如果負載繼續(xù)增加則進入CCM，如果負載減小，則進入DCM，一般情況下，我會選擇最低輸入電壓下額定負載的70%為BCM狀態(tài)。
70%負載情況下，輸出功率為P0.7=27.6*6*0.7=116W，因此峰值電流為
從這個時刻，如果繼續(xù)增加負載電流，變壓器進入CCM狀態(tài)，占空比不變，所以，峰峰值電流也就是這個值，因此ΔI=4.94A
滿載情況下，輸入平均電流
設峰值電流為IPK則
根據(jù)△I占Ipk的比例，確定△Bmax，△Bmax/Bmax=△I/Ipk得到△Bmax=4.94*0.32/6=0.26T，選擇△B為0.18T，計算變壓器原邊匝數(shù)
根據(jù)伏秒平衡，可以得到以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
從而計算反射電壓為Vor=95V
匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf為整流二極管壓降
副邊匝數(shù) Ns=18/3.32=5.4,選擇6匝，
原邊匝數(shù)調整為 Np=3.32*6=20
計算輔助繞組匝數(shù)，輸出電壓變化范圍按照20-27.6V設計，要求在20V輸出下輔助繞組能正常供電，所以，輔助繞組選擇4匝。
根據(jù)△I=Vdc*Dmax/Lp*F，可以得到變壓器原邊電感值
3）QR模式變壓器的設計過程
最低輸入電壓103V，最大占空比Dmax選擇0.48，在最低輸入電壓情況下，變壓器工作在臨界模式（QR模式實際只是近似與臨界模式不是在臨界模式，只是為了方便計算，用臨界模式來近似計算），則根據(jù)伏秒平衡
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
Vor= Vdc*Dmax/(1-Dmax)
=103*0.48/（1-0.48）
=95V
匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=95/(27.6+1)=3.32
采用0B2203，如果全范圍內都工作在QR狀態(tài)下，則在同一負載條件下，工作頻率只跟隨輸入電壓變化，頻率變化比如下：
將Vo=27.6V、Vf=1V、VdcL=115V、n=3.32、VdcH=360V代入，可以得到FsH=2.25FsL,如果將低壓滿載工作頻率設置在50k，則高壓滿載工作頻率則工作在2.25*50=112.5 k。
變壓器工作在QR模式時，MOS管開通時，變壓器原邊儲存能量，在MOS關關閉時刻完全傳遞到副邊，每個周期變壓器原邊儲存的能量為
變壓器傳遞到副邊的總能量等于每個周期傳遞的能量與頻率的乘積，所以
原邊峰值電流可以通過下式得到
將 Po=166W、η=0.85、Vdc=115V、Dmax=0.48、F=50K帶入上式可以得到變壓器原邊電感 L=156uH
在最低輸入電壓情況下，初級峰值電流最大，初級電流峰值最大值
初級電流波形為三角波，所以有效值為
次級電流有效值
則初級繞組匝數(shù)匝
次級繞組匝數(shù)Ns=26/3.32=8匝，選擇8匝，則原邊調整為27匝
由于負載為兩串鉛酸蓄電池，最低充電電壓按照20V計算，輔助繞組選擇4匝。
MOS管的選擇
初級峰值電流6.34A,按照1.5倍余量選擇，MOS管電流選擇6.34*1.5=9.5A
輸入電壓最高值360V，反射電壓95V，考慮尖峰電壓100V，MOS管耐壓按照0.85的余量選擇，則MOS管耐壓應不低于
庫存MOS管中，滿足電壓電流條件的型號為FQA13N80，所以選擇該型號
MOS管。
輸出二極管的選擇
變壓器變比27:8，當輸入電壓最高時，折算到副邊的電壓為
360*8/27=107V
因此二極管承受的反向電壓為107+27.6=135V，考慮尖峰電壓50V，二極管耐壓按照0.85的容量選擇，則
V=（135+50）/0.85=218V
副邊峰值電流為6.34*27/8=21A
庫存最接近的二極管是STTH3003,耐壓300V，兩個15A二極管并聯(lián)。
